运算放大器偏置电流为多少，运算放大器的输入偏置电流和输入失调电流有什么区别

1，运算放大器的输入偏置电流和输入失调电流有什么区别

1、输入失调电流 IIO(input offset current) 在零输入时，差分输入级的差分对管基极电流之差，II0＝|IB1－IB2|。用于表征差分级输入电流不对称的程度。通常，Ios为（0.5～5）nA，高质量的可低于 1nA。 2、输入偏置电流 IB(input bias current) 运放两个输入端偏置电流的平均值，确切地说是运算放大器工作在线性区时流入输入端的平均电流。用于衡量差分放大对管输入电流的大小。

运算放大器的输入偏置电流和输入失调电流有什么区别

2，运算放大电路偏置电流消除电阻真的需要它们吗

运算放大器在输入为0V的时候，输出不一定为0V，可能几十uV到几mv,这个叫做运算放大器的直流偏置，如果放大倍数比较大的话，这个直流偏置也会被放大，为了消除直流偏置，在运放的电源端和输入端加一个几M的电阻，或者有的运放本身就有调零端Voffs。

提的问题本身有问题，开路电压法和短路电流法是求电压源和电流源的，不是求等效电阻的。在求等效电阻，对没有受控源只有独立源的电路，需将独立电源置零。但对有受控源的电路就不一定了。只能用间接的方法求电阻，要么保留所有电源求短路电流，要么将独立源置零后外加电源。详解请阅相关书籍。

运算放大电路偏置电流消除电阻真的需要它们吗

3，运算放大器的输入偏置电流是由哪里提供

所谓偏置电流就是让放大电路工作所必须的静态电流（属于静态工作点的一个参数），主要由电源通过芯片内部的偏置电路（其中的电阻往往用晶体管模拟）实现。

1、输入失调电流 iio(input offset current) 在零输入时，差分输入级的差分对管基极电流之差，ii0＝|ib1－ib2|。用于表征差分级输入电流不对称的程度。通常，ios为（0.5～5）na，高质量的可低于 1na。 2、输入偏置电流 ib(input bias current) 运放两个输入端偏置电流的平均值，确切地说是运算放大器工作在线性区时流入输入端的平均电流。用于衡量差分放大对管输入电流的大小。

运算放大器的输入偏置电流是由哪里提供

4，关于运算放大器电流方向的问题

图中设定的参考方向是：输出电压指向零电位、输出电流指向负载，这是按照正电源的性质设置，符合常理。计算真实的参数，电路是反相加法器：Uo = - 2 * 10 / 5 - 1 * 10 / 2.5 = - 8Vi1 = - 8 / 10 = - 0.8mAi2 = - 8 / 2 = - 4mAIo = i1 + i2 = - 4.8mA物理意义也是明确的：输出电压为负值，实际电压、电流方向与参考方向相反。

失调电压是由于电路的温度变化等原因使q点发生了偏移因此要进行失调电压调节让输出为零 (也就是所说的漂移)偏置电流是指的是输入为零时,流入运放两端的静态基极电流之差.由于信号源是有内阻的所以会引起一个输入电压.静态是让调放大器的工作在放大区保证放大器输出不失真还有什么不清楚的最好看一下模电华中大康华光主编的载舟教材p286 蛮清楚的

首先，电路图有问题，少了一个结点标志，如图仔细想想“电流从a经过10kΩ流向c，Vo=-8V”，a点为“虚地”，Vo=-8V，I1的方向该是怎样的！？

5，偏置电流的介绍

运放是集成在一个芯片上的晶体管放大器，偏置电流 bias current 就是第一级放大器输入晶体管的基极直流电流。这个电流保证放大器工作在线性范围，为放大器提供直流工作点。因为运算放大器要求尽可能宽的共模输入电压范围，而且都是直接耦合的，不可能在芯片上集成提供偏置电流的电流源。所以都设计成基极开路的，由外电路提供电流。因为第一级偏置电流的数值都很小， uA到 nA 数量级，所以一般运算电路的输入电阻和反馈电阻就可以提供这个电流了。而运放的偏置电流值也限制了输入电阻和反馈电阻数值不可以过大，使其在电阻上的压降与运算电压可比而影响了运算精度。或者不能提供足够的偏置电流，使放大器不能稳定的工作在线性范围。如果设计要求一定要用大数值的反馈电阻和输入电阻，可以考虑用 J-FET 输入的运放。因为 J-FET 是电压控制器件，其输入偏置电流参数是指输入 PN 结的反向漏电流，数值应在 PA 数量级。同样是电压控制的还有 MOSFET 器件，可以提供更小的输入漏电流。另外一个有关的运放参数是输入失调电流 offset current，是指两个差分输入端偏置电流的误差，在设计电路中也应考虑。

6，运放偏置电流很大

偏置电流大的超出给定范围。可以判定元件性能劣化。应该更换。

首先，理解下偏执电流的概念：运放两个输入端偏置电流的平均值，确切地说是运算放大器工作在线性区时流入输入端的平均电流。用于衡量差分放大对管输入电流的大小。运放偏执电流消除应为正负端输入阻抗相同，这样偏执电流造成的影响才能消除，请看下面具体介绍：您会为了匹配您运算放大器电路的输入 dc 电阻而添加一个电阻器吗？请看下图所示电路。我们中的许多人会教条地认为添加 rb 是一种“好方法”，并让其值等于 r1 和 r2 的并联组合。我们现在就来研究使用这种电阻器的原因，并思考它的使用是否必要。添加 rb 的目的是降低输入偏置电流引起的电压偏移。如果两个输入都有相同的输入偏置电流，则流过相同电阻的相同电流便会形成大小相等但方向相反的偏移电压。因此，输入偏置电流不会增加电路的偏移电压。这种基本想法在某些情况下有优点。但在添加 rb 以前，您都考虑过它的必要性吗？很多时候，r1 和 r2 并联电阻足够低，而输入偏置电流也足够低，这样在没有 rb 的情况下形成的电压偏移便微不足道。在添加该电阻器以前，请首先计算这种误差。本应用中，我们假设运算放大器的输入偏置电流为 10na。在不使用 rb 的情况下，输入偏置电流引起的输入参考偏移电压为： ib 引起的输入偏移电压=(10na)(7.5kω)= 75uv 75uv 输入偏移电压会影响您的电路吗？很多时候，这个问题的答案都是否定的，因此为什么要添加电阻器呢。思考您正使用的运算放大器的偏移电压。例如，如果您的运算放大器的偏移电压规格为 1mv，那么 75uv 输入偏移电压就没有意义了。因此，在为您的电路添加 rb 以前，请首先把输入偏置电流产生的误差同偏移电压规格进行比较。跨阻抗应用通常利用高反馈电阻器值来对非常小的电流进行放大处理。因此，您可能会忍不住要添加 rb 来平衡两个输入端的电阻。但是，这些应用一般使用fet 或者 cmos 输入运算放大器。由于它们的输入偏置电流非常低，因此偏移误差一般也非常小。如下图： rb 产生的热噪声以及这种高阻抗节点的潜在外部噪声拾取，可能是不使用 rb的其他原因。由于输入偏置电流的误差最小，为什么要给电路增加更多潜在的噪声呢？有时，我们可能会需要使用偏置电流消除电阻，而且它也是一种有效的方法。但是，许多电路并不会明显受益，甚至会出现性能下降的情况。

7，运算放大器的测量

原发布者:sxj7992020128.1求和运算电路8.2积分和微分运算电路8.3对数和指数运算电路8.4模拟乘法器及其应用8.5有源滤波器[引言]：运算电路是集成运算放大器的基本应用电路，它是集成运放的线性应用。讨论的是模拟信号的加法、减法积分和微分、对数和反对数（指数）、以及乘法和除法运算。为了分析方便，把运放均视为理想器件：（1）开环电压增益Au=（2）Ri=，R=0，（3）开环带宽BW=（4）当UP=UN时，Uo=0。没有温漂因此，对于工作在线性区的理想运放应满足：“虚短”：即U+=U-；“虚断”：即I+=I-=0本章讨论的即是上述“四字法则”灵活、大胆的应用。8.1求和运算电路一、反相输入求和电路二、同相输入求和电路三、双端输入求和电路一、反相输入求和电路在反相比例运算电路的基础上，增加一个输入支路，就构成了反相输入求和电路，见图12.01。此时两个输入信号电压产生的电流都流向RfR。所以输出是两输入信号的比例和。当R1相之和。2Rf时，输出等于两输入反vo(iRi1fii2)RRvo(vi1ffvi2)Rv1vi2R2i1()Rf(Rvi1vi21R2)RfRf(vi1vi2)R1R2图12.01反相求和运算电路二、同相输入求和电路在同相比例运算电路的基础上，增加一个输入支路，就构成了同相输入求和电路，如图12.02所示。因运放具有虚断的特性，对运放同相输入端的电位可用叠加原理求得:图12

运算放大器是差分输入、单端输出的极高增益放大器，常用于高精度模拟电路，因此必须精确测量其性能。但在开环测量中，其开环增益可能高达107或更高，而拾取、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应可能会在放大器输入端产生非常小的电压，这样误差将难以避免。通过使用伺服环路，可以大大简化测量过程，强制放大器输入调零，使得待测放大器能够测量自身的误差。图1显示了一个运用该原理的多功能电路，它利用一个辅助运放作为积分器，来建立一个具有极高直流开环增益的稳定环路。开关为执行下面所述的各种测试提供了便利。图1所示电路能够将大部分测量误差降至最低，支持精确测量大量直流和少量交流参数。附加的“辅助”运算放大器无需具有比待测运算放大器更好的性能，其直流开环增益最好能达到106或更高。如果待测器件（DUT）的失调电压可能超过几mV，则辅助运放应采用±15 V电源供电（如果DUT的输入失调电压可能超过10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3的阻值。）DUT的电源电压+V和–V幅度相等、极性相反。总电源电压理所当然是2 × V。该电路使用对称电源，即使“单电源”运放也是如此，因为系统的地以电源的中间电压为参考。作为积分器的辅助放大器在直流时配置为开环（最高增益），但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制为几Hz。这意味着，DUT输出端的直流电压被辅助放大器以最高增益放大，并通过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反馈将DUT输出驱动至地电位。（事实上，实际电压是辅助放大器的失调电压，更精确地说是该失调电压加上辅助放大器的偏置电流在100 kΩ电阻上引起的压降，但它非常接近地电位，因此无关紧要，特别是考虑到测量期间此点的电压变化不大可能超过几mV）。测试点TP1上的电压是施加于DUT输入端的校正电压（与误差在幅度上相等）的1000倍，约为数十mV或更大，因此可以相当轻松地进行测量。理想运算放大器的失调电压（Vos）为0，即当两个输入端连在一起并保持中间电源电压时，输出电压同样为中间电源电压。现实中的运算放大器则具有几微伏到几毫伏不等的失调电压，因此必须将此范围内的电压施加于输入端，使输出处于中间电位。图2给出了最基本测试——失调电压测量的配置。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时，DUT输出电压处于地电位。理想运算放大器具有无限大的输入阻抗，无电流流入其输入端。但在现实中，会有少量“偏置”电流流入反相和同相输入端（分别为Ib–和Ib+），它们会在高阻抗电路中引起显著的失调电压。根据运算放大器类型的不同，这种偏置电流可能为几fA(1 fA = 10–15 A，每隔几微秒流过一个电子）至几nA；在某些超快速运算放大器中，甚至达到1 - 2 μA。图3显示如何测量这些电流。该电路与图2的失调电压电路基本相同，只是DUT输入端增加了两个串联电阻R6和R7。这些电阻可以通过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时，该电路与图2完全相同。当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs，电压差增加到失调电压上。通过测量TP1的电压变化（=1000 Ib–×Rs），可以计算出Ib–。同样，当S1闭合且S2断开时，可以测量Ib+。如果先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次测量TP1的电压，则通过该电压的变化可以测算出“输入失调电流”Ios，即Ib+与Ib–之差。R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。如果Ib的值在5 pA左右，则会用到大电阻，使用该电路将非常困难，可能需要使用其它技术，牵涉到Ib给低泄漏电容（用于代替Rs）充电的速率。当S1和S2闭合时，Ios仍会流入100 Ω电阻，导致Vos误差，但在计算时通常可以忽略它，除非Ios足够大，产生的误差大于实测Vos的1%。运算放大器的开环直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕见，但250，000到2，000，000的增益更为常见。直流增益的测量方法是通过S6切换DUT输出端与1 V基准电压之间的R5，迫使DUT的输出改变一定的量（图4中为1 V，但如果器件采用足够大的电源供电，可以规定为10 V）。如果R5处于+1 V，若要使辅助放大器的输入保持在0附近不变，DUT输出必须变为–1 V。TP1的电压变化衰减1000:1后输入DUT，导致输出改变1 V，由此很容易计算增益（= 1000 × 1 V/TP1）。为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号，并测量相应的输出信号（图5中的TP2）。完成后，辅助放大器继续使DUT输出端的平均直流电平保持稳定。图5中，交流信号通过10，000:1的衰减器施加于DUT输入端。对于开环增益可能接近直流值的低频测量，必须使用如此大的衰减值。（例如，在增益为1，000，000的频率时，1 V rms信号会将100 μV施加于放大器输入端，放大器则试图提供100 V rms输出，导致放大器饱和。）因此，交流测量的频率一般是几百Hz到开环增益降至1时的频率；在需要低频增益数据时，应非常小心地利用较低的输入幅度进行测量。所示的简单衰减器只能在100 kHz以下的频率工作，即使小心处理了杂散电容也不能超过该频率。如果涉及到更高的频率，则需要使用更复杂的电路。运算放大器的共模抑制比（CMRR）指共模电压变化导致的失调电压视在变化与所施加的共模电压变化之比。在DC时，它一般在80 dB至120 dB之间，但在高频时会降低。测试电路非常适合测量CMRR（图6）。它不是将共模电压施加于DUT输入端，以免低电平效应破坏测量，而是改变电源电压（相对于输入的同一方向，即共模方向），电路其余部分则保持不变。在图6所示电路中，在TP1测量失调电压，电源电压为±V（本例中为+2.5 V和–2.5 V），并且两个电源电压再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失调电压的变化对应于1 V的共模电压变化，因此直流CMRR为失调电压与1 V之比。CMRR衡量失调电压相对于共模电压的变化，总电源电压则保持不变。电源抑制比（PSRR）则相反，它是指失调电压的变化与总电源电压的变化之比，共模电压保持中间电源电压不变（图7）。所用的电路完全相同，不同之处在于总电源电压发生改变，而共模电平保持不变。本例中，电源电压从+2.5 V和–2.5 V切换到+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变到6 V。共模电压仍然保持中间电源电压。计算方法也相同（1000 × TP1/1 V）。为了测量交流CMRR和PSRR，需要用电压来调制电源电压，如图8所示。DUT继续在直流开环下工作，但确切的增益由交流负反馈决定（图中为100倍）。为了测量交流CMRR，利用幅度为1 V峰值的交流电压调制DUT的正负电源。两个电源的调制同相，因此实际的电源电压为稳定的直流电压，但共模电压是2V峰峰值的正弦波，导致DUT输出包括一个在TP2测量的交流电压。如果TP2的交流电压具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值），则折合到DUT输入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR为x/100 V，并且CMRR为该值与1 V峰值的比值。交流PSRR的测量方法是将交流电压施加于相位相差180°的正负电源，从而调制电源电压的幅度（本例中同样是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模电压仍然保持稳定的直流电压。计算方法与上一参数的计算方法非常相似。总结当然，运算放大器还有许多其它参数可能需要测量，而且还有多种其它方法可以测量上述参数，但正如本文所示，最基本的直流和交流参数可以利用易于构建、易于理解、毫无问题的简单基本电路进行可靠测量。

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