电源纹波抑制比多少频率合适，支流电路测Ripple纹波示波器频率应该设置多少可以避免把

1，支流电路测Ripple纹波示波器频率应该设置多少可以避免把

这取决于你要观察的纹波频率 ,开关电源有个开关频率，你只要观察开关频率十倍以下的信号就可以了

看你的纹波的频率是多少了~再看看别人怎么说的。

支流电路测Ripple纹波示波器频率应该设置多少可以避免把

2，为什么稳压电源纹波抑制比是以120hz为标准

这是中国标准？因为美国电源频率60Hz，经桥式整流后的纹波频率为120Hz，所以以此频率为标准。

把信号发生器的输出连接一个低值电阻，把电阻串联到稳压电源的输出线路，就会形成电源被信号发生器调制的效果。不断调整各种参数可以得到各种效果。

为什么稳压电源纹波抑制比是以120hz为标准

3，一般为多少如果电容距离器件较远是否会影响器件的电源纹波

什么3cm，一般在电路板上，各元器件的距离一般都在5mm~10cm左右，太远了，电路板太大，成本过高。

去耦电容要临近负载器件摆放，离远了在频域分析上会出现频率越高，去偶性能越低，可根据学校的高频电路知识理解，主要是PCB线路的寄生电感、电阻引起的问题。

这应该属于寄生损耗。这个和用三端集成稳压器一样，当稳压器远离电源滤波器时，电容尽量靠近稳压器的管脚接，这样可以改善稳压器的纹波抑制比。就是这个道理。距离只能越近越好。再看看别人怎么说的。

一般为多少如果电容距离器件较远是否会影响器件的电源纹波

4，一般运放对电源要求有多高比较高级的运放对电源的要求呢有100

应该说运放是用在什么场合了，普通的运放应用基本上说要求有稳压措施的电源，纹波悉数要求不是好高，运放对于共模信号有很高的抑制，越高级的运放对于共模信号抑制比更高，但是最好在应用时对电源做好一点。特别是小信号和微弱信号的放大前级，电源要求是比较高的，虽说对于共模信号有较高的抑制比。但是在高频应用是应特别注意。电源不好，可能感应到纹波信号，造成运放堵死，失去放大有用信号的能力。具体的你可以查阅运放的参数和使用守则。你的电源纹波是100mv，很大了，可能不适合。

100mV的波纹?这神马电源哪？简单的整流滤波也没这恐怖吧？可以试试做运放供电，如果你要求真的不多。

这要看运放的参数，裏面有个电源抑制比的。你说的100MV的纹波太大了。

你好！一般来说运放对电源的要求不是很高，因为运放的开环增益极高，在闭环状态下有很强的负反馈，对电源波动引起的影响有很强的抑制能力，但是纹波也不能过大，否则会影响运放的输出动态范围，另外高频的电源纹波有可能通过电路中的其他阻容元件耦合而影响电路的正常工作，尤其当纹波的频率接近运放的单位增益带宽频率时，运放对纹波影响的抑制作用就很弱了。希望对你有所帮助，望采纳。

5，如何有效抑制开关电源的纹波以达到供电电路的要求

对于开关纹波，理论上和实际上都是一定存在的。通常抑制或减少它的做法有五种：1、加大电感和输出电容滤波根据开关电源的公式，电感内电流波动大小和电感值成反比，输出纹波和输出电容值成反比。所以加大电感值和输出电容值可以减小纹波。2、二级滤波，就是再加一级LC滤波器LC滤波器对噪纹波的抑制作用比较明显，根据要除去的纹波频率选择合适的电感电容构成滤波电路，一般能够很好的减小纹波。3、开关电源输出之后，接LDO滤波这是减少纹波和噪声最有效的办法，输出电压恒定，不需要改变原有的反馈系统，但也是成本最高，功耗最高的办法。4、在二极管上并电容C或RC二极管高速导通截止时，要考虑寄生参数。在二极管反向恢复期间，等效电感和等效电容成为一个RC振荡器，产生高频振荡。为了抑制这种高频振荡，需在二极管两端并联电容C或RC缓冲网络。电阻一般取10Ω-100Ω，电容取4.7pF-2.2nF。在二极管上并联的电容C或者RC，其取值要经过反复试验才能确定。如果选用不当，反而会造成更严重的振荡。对高频噪声要求严格的话，可以采用软开关技术。关于软开关，有很多书专门介绍。5、二极管后接电感（EMI滤波）这也是常用的抑制高频噪声的方法。针对产生噪声的频率，选择合适的电感元件，同样能够有效地抑制噪声。需要注意的是，电感的额定电流要满足实际的要求。

建议增加LC滤波网络或增加PFC电路。

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呵呵简单地说，原理是这样的：因整流电路后面都有一个大的滤波电容器，这个电容器就把整流二极管输出端的电压抬高了，导致整流二极管的输入端（正弦电压波）的瞬间电压，必须超过电容器上的电压时，整流器才有电流流过。这样，从输入端看，就导致电流波形变成了脉冲状，这个脉冲状的电流，就是产生谐波的根源！所以pfc的电路的实质，是通过使“零”电压点浮动，使整流二极管输出端的电压，始终跟随输入端的电压，使二极管始终处于导通状态。这样，输入的电流就不会出现脉冲，而是平滑的。谐波，就没有了。

6，两个稳压器串联纹波抑制比如何

如果78xx系列用于开关电源的平滑供电，必然会遇到您所说的情况，所作分析在情在理。一直对三端稳压器的感觉不是最好，我比较趋向于结构上为LDO形式的稳压器，基本构造就是一个运放通过共基（或共栅）管子做电平移位控制PNP（或N沟）调整管，调整管本身也是集电（或漏）极输出形式，这样做的好处除了低调整管压降之外，由电平移位管和运放形成的高恒流阻抗使调整管的控制端随输入纹波起伏，对调整管而言纹波产生的对控制信号的调制极低，因而调整管电流包含的纹波电流也极低。见图：1-3端为电源输入，2-3端为稳压输出，4-3端为参考电压输入，5是控制端结点，R2是启动电阻。调整管本身也是集（或漏）极输出，在基-射（或栅-源）电压不变的情况下，集（漏）极电流不变。BG1基-射（或栅-源）电压不变的条件是BG2电流不变，这样结点5的电压将随输入纹波的波动而浮动。结点5的半功率点是1/(2piR1Ci)，Ci是调整管的输入电容。在半功率点以上，随纹波频率的上升而对纹波越来越不敏感，在半功率点以下，结点5对3的电压随纹波幅度浮动，R1两端电压保持不变。而出现在2-3端的纹波则被OA1压缩到接近(R4/R5+1)/Av，Av是OA1的增益。反观以NPN型管为调整管的三端稳压器（如78xx系列）：在相当于结点5的Q16基极上，任何出现其上的扰动都被Q16-Q17跟随到输出上，然后被Q4压缩，压缩的程度是(R20/R19+1)/Aq4，Aq4是Q4的电压增益。比较两种电路：在前面的LDO中，输入中出现的纹波主要由电平移位管的高输出阻抗特性产生的浮动和同样是高输出阻抗的调整管来消除，泄漏到输出端的纹波残余则由运放进行精细的压缩，因而运放的低截止频率和结点5的较高频率响应形成了频带较宽的滤波能力。在后面的78xx系列电路中，镜像电流源Q9的集极端同是高阻抗端，却不能与输入纹波一同浮动，因为任何浮动都会被Q16-Q17跟随而出现在输出端，输入纹波的全部压缩能力和响应速度只能靠Q4的增益和频率特性来获得。从个人实践来看，单个三端稳压器很难突破最高约86dB的输出信噪比，而LDO单级达到91~96dB却比较轻松。

这问题很微妙。输入电压带纹波，是空载时就有1V纹波还是带载时才产生1V纹波？对于整流后只经过简单电解滤波的电源来说，负载越重纹波越大。两个三端稳压器串联，纹波抑制比会有一定的改善，但不一定是简单倍乘，手里没有这方面的实例不敢妄言。

7，电源抑制比的PSRR

基本计算公式为：PSRR = 20log[(Ripple(in) / Ripple(out))]PSRR 的单位为分贝(dB)，采用对数比值。从上面的式子可以看出，影响输出信号的因素除了电路本身之外，还受到了供电电源的影响。PSRR 是一个用来描述输出信号受电源影响的量，PSRR 越大，输出信号受到电源的影响越小。还可得出，输出电压 Vout 是 Vin 与电源电压 VCC 的函数。如果输入信号 Vin 变化了 ⊿Vin，输出信号的变化量 ⊿Vout 是由输入到输出的电压增益 Av 乘以输入电压的变化量 ⊿Vin。如果把电源电压变化 ⊿VCC 看作一个很小信号，由于电源电压变化导致的输出电压的变化量 ⊿Vout 则为电源电压到输出的电压增益 Avo 乘以电源电压变化量 ⊿VCC。不稳定的供电电压势必会影响输出信号的波形，影响的幅度取决于 PSRR。所以需要侧重于运放等的去耦设计和电源的设计（通常较多用 LDO 线性电源给运放供电）。PSRR 是在单位闭环增益情况下得到的，因此在负反馈应用中引起的输出变化需乘以闭环增益。一般地，PSRR 有 3个具体参数：+PSRR，-PSRR，+/-PSRR。表示从某个电源端或两个电源端分别或同时异向低频变化，在运放差分输入端引入的传输或影响量值。如上所分析的：⊿Vps=1V 的电源变化，在 PRSS=80dB 运放输入端，导致 ⊿Vdi=100uV 的变化（PSRR=20log⊿Vps/⊿Vdi）。于是运放输出电压产生的变化：⊿Vo=⊿Vdi（1+Rf/Ri）；Rf--反馈电阻，Ri--输入电阻。再来谈谈 PSRR 与音质的关系。声音质量是用户接口的重要因素之一，其中，音频放大器的作用是对输入信号放大，同时抑制噪声。在放大器中，一个主要噪声源是电源线路本身。通过从 PSRR 切入，我们就可以分析出放大器如何放大输入信号，并抑制电源线引入噪声的性能。在此情况下，放大器自身的 PSRR 指标更加重要。放大器的 PSRR 越高，越有利于设计。简而言之，性能提高 3dB，代表系数为 2。举例说，提供 6dB 更佳性能的放大器，其降噪性能将会提高 4 倍。而且，对于耳机驱动器来说 PSRR 是一个关键参数。为了保证合理的信噪比，必须抑制电源在耳机放大器输出端产生的噪声。例如，基于 CD 或 DVD 播放器的动态范围能够达到 90dB，假如有 100mV 的噪声叠加在音频电源电压上，而且绝大部分噪声频谱位于音频频带以内，为保持 90dB 的动态范围、耳机驱动器的输出噪声必须将低至 30mV 以内。这样，耳机驱动器的 PSRR 必须在感兴趣的频带内高于 70dB。为在音频范围内达到如此高的电源抑制比，需要严谨的电路设计，特别是放大器对电源噪声的抑制能力。大多数运算放大器在直流附近具有非常高的 PSRR，但随着频率的升高，PSRR 会急剧下降(通常为 -20dB/十倍频程)，许多运算放大器的 PSRR 在 20kHz 频点处已经跌落到 40dB 以下。有些 DC/DC 转换器在音频频谱的高频端存在较强的噪声，虽然人耳几乎听不到这个频段的噪声，但可以检测到它们在耳机输出端产生的噪声。许多音频 DAC(或CODEC) 带有耳机驱动器，但人们很少留意其 PSRR 指标；而且，这些产品的Datasheet 也很少给出 PSRR 随频率的变化曲线。如果耳机放大器缺乏足够高的 PSRR，可以采用一个外部 LDO 为耳机放大器提供一个低噪声电源。音频电路中比较通用的供电电源是 +5V，采用 LDO 能够获得足够的电源抑制比，但使某些节点处的电压可能跌至 4.7V 左右。随着集成度不断提高，电源电流的量级要求也日益增加。终端用户希望能延长电池使用时间，即需要非常高效的 DC/DC 转换过程、使用效率更高的开关稳压器。然而与线性稳压器相比，开关稳压器会在电源线中产生更多纹波。综上，PSRR 在 ADC、DAC、RF 等应用方面都是一个很关键的参数，值得设计者留意。

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