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1，用什么仪器能测试1dB压缩点

如果要测试射频放大器的1dB压缩点，可以用国睿安泰信的频谱仪或矢量网络分析仪可以观测。
当放大器的输入功率增加到使放大器的增益降低且引起输出功率呈非线性增大时，便发生增益压缩。这定义为导致放大器增益有 1db 减小（相对于放大器的小信号增益）的输入功率（或有时为输出功率）。

用什么仪器能测试1dB压缩点

2，放大倍数1dB是多少倍

对于电压信号 dB=20lgAv20lgAv1-20lgAv2=120（lgAv1/Av2）=1则Av1/Av2=1.12即增益相差1.12倍。

放大倍数1dB是多少倍

3，DIY无线网卡增益天线的问题

对于增益天线工作原理较为通俗的说法就是:在现有天线周围放置规则的金属抛物面，使天线位于抛物面的内反射焦点处，通过电磁波反射在焦点处形成能量集中，从而增强电磁信号的收发，实现在特定方向增强信号。　　制作简单的增益天线的关键就在于找到比较规则的金属抛物面和计算抛物面的焦点位置。金属抛物面并不一定要求用金属板，也可以是网状、栅栏状金属材料。焦点位置的确定需要根据所选抛物面的形状来计算。　　计算公式:F=D×D/16H (m)　　其中，D为抛物面的直径，H为抛物面的深度，单位为m。　　考虑到存在一定误差，因此可以用更简单的估算公式进行计算，即F=0.3D～0.4D。　　在一个简单的Wi-Fi无线网络中，包括无线路由器或无线AP，以及无线网卡等。因此，要增强无线信号的传输效率，要从增加无线路由器或无线AP天线的收发增益和无线网卡收发增益两个方面入手。　　提高无线设备之间的传输效率，首先要考虑增加无线路由器(无线AP)天线的增益，在不更换现有设备天线的情况下，最好的办法就是将现有天线改装为增益天线，以达到提高无线路由器(无线AP)天线收发效率的目的，进而提高传输距离和速率。
我知道如果想增强网络信号，要用无线网桥的
你焊接的位置有点问题...15M 如果没有 障碍物 根本不需要加天线...设备自带的都OK 的 如果有障碍物就不好说了

DIY无线网卡增益天线的问题

4，功率放大器的1db压缩点怎么定义的

1dB压缩点的作用是用来衡量信号在连续变化过程中增益的稳定程度，是衡量线性度的重要指标。列如：某rf功放的1dB压缩点P1dB=10dBm，Gain=10dB.当输入-10dBm信号时输出是0dBm，当输入连续增加，输出也随之连续增加，当输出为10dBm是，输入信号已经增大到1dBm。即增益不是绝对线性。我们通常认为，输出信号小于1dB压缩点时其增益是连续的。当然，过了1dB压缩点并不是说输入信号增加，输出就不再增加，只是增益的线性度将急剧恶化。

5，1DB压缩点作用

1dB压缩点的作用是用来衡量信号在连续变化过程中增益的稳定程度，是衡量线性度的重要指标。列如：某rf功放的1dB压缩点P1dB=10dBm，Gain=10dB.当输入-10dBm信号时输出是0dBm，当输入连续增加，输出也随之连续增加，当输出为10dBm是，输入信号已经增大到1dBm。即增益不是绝对线性。我们通常认为，输出信号小于1dB压缩点时其增益是连续的。当然，过了1dB压缩点并不是说输入信号增加，输出就不再增加，只是增益的线性度将急剧恶化。
1dB压缩点是表征 PA的线性度的一个指标，正常的是PA是线性的输出功率随着输入功率的增加而增加，当PA进到快饱和区后 输入的功率再增加 输出的功率不会变化。1dB压缩点的作用是用来衡量信号在连续变化过程中增益的稳定程度，是衡量线性度的重要指标。列如：某rf功放的1dB压缩点P1dB=10dBm，Gain=10dB.当输入-10dBm信号时输出是0dBm，当输入连续增加，输出也随之连续增加，当输出为10dBm是，输入信号已经增大到1dBm。即增益不是绝对线性。在低功率时，放大器的功率增益是一个定值，称为线性增益，在输出功率增加到一定值后，增益开始减小，当低于线性增益1dB时，对应的输出功率称为输出1dB压缩点，输入功率为输入1dB压缩点。当然，通常所说的1dB压缩点，是输出1dB压缩点的简称。扩展资料：1分贝压缩输出功率（P1dB）：放大器有一个线性动态范围，在这个范围内，放大器的输出功率随输入功率线性增加。随着输入功率的继续增加，放大器进入非线性区，其输出功率不再随输入功率的增加而线性增加，也就是说，其输出功率低于小信号增益所预计的值。通常把增益下降到比线性增益低1dB时的输出功率值定义为输出功率的1dB压缩点，用P1dB表示。典型情况下，当功率超过P1dB时，增益将迅速下降并达到一个最大的或完全饱和的输出功率，其值比P1dB大3-4dB。参考资料来源：搜狗百科-增益压缩

6，信号单位db是什么

dB 是一个纯计数单位，在工程中有不同的定义方式（仅仅是看上去不同）。对于功率，dB = 10*log()。对于电压或电流，dB = 20*log()。dB的意义其实再简单不过了，就是把一个很大（后面跟一长串0的）或者很小（前面有一长串0的）的数比较简短地表示出来。如（此处以功率为例）：X = 100000 = 10*log(10^5) = 50 dBX = 0.000000000000001 = 10*log(10^-15) = -150 dBdBm 定义的是 miliwatt。 0 dBm = 10log(1) mW = 1 mW；dBw 定义 watt。 0 dBw = 10log1 W = 10*log(1000) mw = 30 dBm。dB在缺省情况下总是定义功率单位，以 10*log 为计。当然某些情况下可以用信号强度（Amplitude）来描述功和功率，这时候就用 20log 为计。不管是控制领域还是信号处理领域都是这样。比如有时候大家可以看到 dBmV 的表达。在dB，dBm，dBw计算中，要注意基本概念。比如前面说的 0dBw = 10log1W = 10log1000mw = 30dBm；又比如，用一个dBm 减另外一个dBm时，得到的结果是dB。如：30dBm - 0dBm = 30dB。一般来讲，在工程中，dB和dB之间只有加减，没有乘除。而用得最多的是减法：dBm 减 dBm 实际上是两个功率相除，信号功率和噪声功率相除就是信噪比（SNR）。dBm 加 dBm 实际上是两个功率相乘，这个已经不多见（我只知道在功率谱卷积计算中有这样的应用）。简单地说，分贝就是放大器增益的单位。放大器输出与输入的比值为放大倍数，单位是“倍”，如10倍放大器，100倍放大器。当改用“分贝”做单位时，放大倍数就称之为增益，这是一个概念的两种称呼。电学中分贝与放大倍数的转换关系为：AV(I)(dB)=20lg[Vo/Vi(Io/Ii)]；Ap(dB)=10lg(Po/Pi)分贝定义时电压(电流)增益和功率增益的公式不同，但我们都知道功率与电压、电流的关系是P=V2/R=I2R。采用这套公式后，两者的增益数值就一样了：10lg[Po/Pi]=10lg(V2o/R)/(V2i/R)=20lg(Vo/Vi)。使用分贝做单位主要有三大好处。(1)数值变小，读写方便。电子系统的总放大倍数常常是几千、几万甚至几十万，一架收音机从天线收到的信号至送入喇叭放音输出，一共要放大2万倍左右。用分贝表示先取个对数，数值就小得多。附表为放大倍数与增益的对应关系。运算方便。放大器级联时，总的放大倍数是各级相乘。用分贝做单位时，总增益就是相加。若某功放前级是100倍(20dB)，后级是20倍(13dB)，那么总功率放大倍数是100×20=2000倍，总增益为20dB＋13dB=33dB。(3)符合听感，估算方便。人听到声音的响度是与功率的相对增长呈正相关的。例如，当电功率从0.1瓦增长到1.1瓦时，听到的声音就响了很多；而从1瓦增强到2瓦时，响度就差不太多；再从10瓦增强到11瓦时，没有人能听出响度的差别来。如果用功率的绝对值表示都是1瓦，而用增益表示分别为10.4dB，3dB和0.4dB，这就能比较一致地反映出人耳听到的响度差别了。您若注意一下就会发现，Hi－Fi功放上的音量旋钮刻度都是标的分贝，使您改变音量时直观些。分贝数值中，－3dB和0dB两个点是必须了解的。－3dB也叫半功率点或截止频率点。这时功率是正常时的一半，电压或电流是正常时的1/2。在电声系统中，±3dB的差别被认为不会影响总特性。所以各种设备指标，如频率范围，输出电平等，不加说明的话都可能有±3dB的出入。例如，前面提到的频响10Hz～40kHz，就是表示在这段频率中，输出幅度不会超过±3dB，也就是说在10Hz和40kHz这二个端点频率上，输出电压幅度只有中间频率段的0.707(1/)倍了。0dB表示输出与输入或两个比较信号一样大。分贝是一个相对大小的量，没有绝对的量值。可您在电平表或马路上的噪声计上也能看到多少dB的测出值，这是因为人们给0dB先定了一个基准。例如声级计的0dB是2×10－4μb(微巴)，这样马路上的噪声是50dB、60dB就有了绝对的轻响概念。常用的0dB基准有下面几种：dBFS——以满刻度的量值为0dB，常用于各种特性曲线上；dBm——在600Ω负载上产生1mW功率(或0.775V电压)为0dB，常用于交流电平测量仪表上；dBV——以1伏为0dB；dBW——以1瓦为0dB。一般读出多少dB后，就不用再化为电压、声压等物理量值了，专业人士都能明白。只有在极少数场合才要折合。这时只需代入公式：10A/20(或A/10)×D0计算即可。A为读出的分贝数值，D0为0dB时的基准值，电压、电流或声压用A/20，电功率、声功率或声强则用A/10。现在您就可以来回答本文开头的问题了。第二只音箱在相同输入时比第一只音箱响一倍，如果保持两只音箱一样响的话，第二只音箱只要输入一半功率即可。第一只功放只是很普通的品种，第二只功放却很Hi－Fi，整个频率范围内输出电压只有±2.3％的差别!

7，Tadd在3G中是个什么名词是什么意思

T_ADD是有效集增加门限（T_ADD）：若某个NodeB的Ec/Io超过有效集中最强的Ec/Io与有效集增加门限的差值，持续ΔT时间，且有效集未满，则该NodeB就进入有效集。 _ADD这一门限值控制了进入有效集的导频信号，当T_ADD越大时，导频信号越轻易进入有效集，处于软切换状态的移动台数量就越多，T_ADD由1dB变化到6dB时，系统性能在2dB左右达到最佳。T_ADD取值过小时，只有极少数的移动台处于软切换状态，这将限制软切换作用的发挥，不能充分体现软切换带来的增益，此时系统性能无法达到最佳。随着T_ADD取值的增大，软切换的比例越来越大，冗余信道也越来越多，更多的功率资源被分配给了因软切换而增加的冗余信道，当T_ADD大于3 dB以后，系统性能又随着T_ADD的增大而下降。因此，T_ADD参数的典型取值为1～3 dB。 CDMA网络的导频污染现象是CDMA系统作为一个自干扰系统的体现。CDMA手机内置的RAKE接收机具有三路数字解调单元和一路搜索单元，三路数字解调单元可以解码三个不同的导频信号，也可以解码同一导频的不同的多径信号，当手机所在的位置上有多于三个Ec/Io大于T_ADD的导频，那么第四个导频则为第一导频的污染源，即产生导频污染现象。当发生导频污染现象时，多余的导频信号对手机使用的导频信号而言，不但没有好处，反而是一种干扰源，增加了系统的背景噪声，导致系统误帧率的上升，影响系统各项功能，甚至引起掉话，频污染中的强度问题其实是一个相对强度与绝对强度的概念，导频的绝对强度跟导频污染并不是必然的原因，相对强度才会影响导频污染。 引起导频污染的绝对信号强度是没有关系的，最主要是它和最强导频的相对强度。解决导频污染一般通过调整系统的多种参数来实现。目前主要采取减少污染导频信号的强度和增强有用导频信号的强度的方法使第四个污染导频的强度超出导频污染的门限，从而达到消除导频污染的目的，共有多少个导频，有多少个有用导频，每个导频的信号强度是多少，是否全部大于T_ADD（激活集门限），或部分大于T_ADD，或全部小于T_ADD

8，音频功放问题请教

功放这一块 没怎么玩过 这一块 了解的不多 差距还是很大的 还需要好好学一学
太高深了，能简单点吗 我最近也在做功放，是模拟的，功放IC想要10W左右的有什么好的建议吗
THD+N就是谐波失真+噪声。用电池供电的功放应当是IC功放，THD和N这些指标是随其IC型号而固有的。使用高保真、低噪声的IC（包括前级所用的IC)，输入合适的信号电平，可获得高指标的功率输出。 功放的输出功率应当在喇叭的额定功率的一半至额定功率（这个问题有争议，但本人认为如此较为合理）。电池电压下降对输出状态的影响，N基本保持原状，最直接的就是输出功率随之下降，信号被削波，导致THD大幅增大，由于信号被削波后产生大量谐波，对高音喇叭会产生一定的威胁（假如有高音喇)。所以要尽量保持电压稳定。
对于为获得更高音频系统保真度而努力的您，我们给您介绍一种新的概念。许多系统，特别是应用到家庭影院/迷你小型乐队市场的一些系统，都谨慎地给输出信号增加失真。尽管这样做看似不符合我们的常识，但设计人员考虑这么做是有原因的。这种技术的主要目的是最大化平均功率输出，同时限制峰值的出现。一些客户在一些列产品中都使用相同的功率放大器IC。这让他们可以更大批量地采购一种器件，从而降低成本，简化库存。他们可能会使用一种小功率电源来节省成本。客户会使用一个小功率电源的闭环、固定增益放大器。它限制了输出电压摆动（通过限制输出），这样可以保护小功率电源免受过电流状态的损坏。但是，一个简单的衰减器便可让系统更加安静。让输出稍微失真，可极大增加感知RMS功率。在确定增加失真程度时需小心谨慎，不得增加过多！对于其他客户而言，限制其信号的电压输出可帮助限制扬声器漂移。但是，在这种情况下应小心操作，因为进入扬声器的高RMS功率可能会引起可靠性问题。在数字处理系统中，可通过使数字采样饱和给信号引入THD。也就是说，使用足够增益，推移最高有效位，让其超出数字采样大小。例如，您有一个24位字，您的采样为0x900000。使用12 Db增益，最高音频位便超出采样的最高有效位（MSB）。之后，下调该数据至您需要的音频输出电平。所以，其可以概括为：图1：放大信号为削波增加THD，然后降低输出产生特定峰值到峰值电压的更平均功率这听起来简单，但许多音频处理器实际并非最高有效位等于全量程音频。例如，一些TI的音频处理器使用一种被称为9.23的数据格式。这种采样数据可用下列方法表示16位或者24位数据：图2：把标准16位或者24位音频采样映射至32位或者48位内存位置中
不是很了解这一块 楼主 帮你顶一个 再看看别人的意见吧 顶起来
正如您看到的那样，MSB和LSB添加了一些补位。LSB很容易理解—如果您削减某个16位字（使用CD播放器），则您仍然有一些无需删减便可复制的位。在顶端，共有9个位，用于防止音频数据意外饱和。例如，如果您使用一个24-dB增压的均衡器 (EQ)，并且您输入一个“全量程”16 位字，则您可能会非有意地让信号饱和，也即增加失真，而这与我们努力的方向背道而驰。削波时存在振幅损失，因此THD（后）可能允许少量增益通过THD管理器。10%失真削波带来约–1dB输出电平损失。实例操作在我们的例子中，系统有一条9.23音频通路。我们希望在–12 dB输出下产生10%THD。平均输入为–10 dBFS（–10 dB参考24位全量程音频源）。我们需要放大至全量程及以上（“溢出位”9位）。因此，在一个增压模块中，我们给原始源添加10 dB，以达到全量程，之后再添加27dB来填充9个溢出位。现在，增加3dB增益，以对信号削波。总计，我们需要增加40dB增益。现在，我们有一个填充音频通路MSB的信号，并要求进行削减，这样便可在–12 dB下输出内容。这意味着削减39dB。产生的输出具有10%失真，且输出电平为–12 dB。看！我们现在已经在–12 dB输出下增加了RMS功率（通过增加失真），并同时让电源和扬声器的工作都更加轻松惬意。与图形可编程处理器（例如：PCM3070等）一起工作时，利用TI的TIs PurePath工作室图形开发环境，可以快速地对其进行样机制造和试听。

9，1dB等于多少dBm

原发布者:小蚱蜢逸风dB和dBm的含义:对于无线工程师来说更常用分贝dBm这个单位，dBm单位表示相对于1毫瓦的分贝数以1mW为基准的dB算法，即0dBm=1mW，dBm=10*log(Power/1mW)。为什么要用dBm做单位？原因大致有几个：1、对于无线信号的衰减来说，不是线性的，而是成对数关系衰减的。用分贝更能体现这种关系。2、用分贝做单位比用瓦做单位更容易描述，往往在发射机出来的功率几十上百瓦，到了接收端已经是以微微瓦来计算了。3、计算方便，衰减的计算公式用分贝来计算只用做加减法就可以了。http://hi.baidu.com/lisl03/blog/item/0cd4aa3f172662e555e72363.htmldBm和dBW之间的关系是：dBm=10*lg(mW)1w的功率，换算成dBm就是10×lg1000＝30dBm。2w是33dBm，4W是36dBm……大家发现了吗？功率每增加一倍，电平值增加3dBm1、dBdB是一个表征相对值的值，纯粹的比值，只表示两个量的相对大小关系，没有单位，当考虑甲的功率相比于乙功率大或小多少个dB时，按下面计算公式：10log（甲功率/乙功率），如果采用两者的电压比计算，要用20log（甲电压/乙电压）。[例]甲功率比乙功率大一倍，那么10lg（甲功率/乙功率）=10lg2=3dB。也就是说，甲的功率比乙的功率大3dB。反之，如果甲的功率是乙的功率的一半，则甲的功率比乙的功率小3dB。2、dBi和dBddBi和dBd是表示天线功率增益的量，两者都是一个相对值，但参考基准不一样。dBi的参考基准为全方向性天线，
dB，dBm 意义其实再简单不过了，就是把一个很大（后面跟一长串0的）或者很小（前面有一长串0的）的数比较简短地表示出来。它们都是功率增益的单位，不同之处如下：第一. dBdB是一个表征相对值的值，纯粹的比值，只表示两个量的相对大小关系，没有单位，当考虑甲的功率相比于乙功率大或小多少个dB时，按下面的计算公式：10lg（甲功率/乙功率），如果采用两者的电压比计算，要用20log（甲电压/乙电压）。[例] 甲功率比乙功率大一倍，那么10lg（甲功率/乙功率）=10lg2=3dB。也就是说，甲的功率比乙的功率大3 dB。反之，如果甲的功率是乙的功率的一半，则甲的功率比乙的功率小3 dB。第二. dBmdBm是一个表示功率绝对值的值（也可以认为是以1mW功率为基准的一个比值），计算公式为：10lg（功率值/1mw）。[例] 如果功率P为1mw，折算为dBm后为0dBm。[例] 对于40W的功率，按dBm单位进行折算后的值应为：10lg（40W/1mw)=10lg（40000）=10lg4+110lg10000=46dBm。总之，dB是两个量之间的比值，表示两个量间的相对大小，而dBm则是表示功率绝对大小的值。在dB，dBm计算中，要注意基本概念，用一个dBm减另外一个dBm时，得到的结果是dB，如：30dBm - 0dBm = 30dB。一般来讲，在工程中，dBm和dBm之间只有加减，没有乘除。而用得最多的是减法：dBm 减 dBm 实际上是两个功率相除，信号功率和噪声功率相除就是信噪比（SNR）。dBm 加 dBm 实际上是两个功率相乘。
dB是相对单位（更多是个数学概念，无特指单位），dBm是绝对单位（和1毫瓦的功率来比较的，dBm可以算个功率单位），按理说没有太多的可比性。给你转载了一个回答：首先， DB 是一个纯计数单位：dB = 10logX。dB的意义其实再简单不过了，就是把一个很大（后面跟一长串0的）或者很小（前面有一长串0的）的数比较简短地表示出来。如：X = 1000000000000000（多少个了？）= 10logX = 150 dBX = 0.000000000000001 = 10logX = -150 dBdBm 定义的是 miliwatt。 0 dBm = 10log1 mw； dBw 定义 watt。 0 dBw = 10log1 W = 10log1000 mw = 30 dBm。DB在缺省情况下总是定义功率单位，以 10log 为计。当然某些情况下可以用信号强度（Amplitude）来描述功和功率，这时候就用 20log 为计。不管是控制领域还是信号处理领域都是这样。比如有时候大家可以看到 dBmV 的表达。在dB，dBm计算中，要注意基本概念。比如前面说的 0dBw = 10log1W = 10log1000mw = 30dBm；又比如，用一个dBm 减另外一个dBm时，得到的结果是dB。如：30dBm - 0dBm = 30dB。一般来讲，在工程中，dB和dB之间只有加减，没有乘除。而用得最多的是减法：dBm 减 dBm 实际上是两个功率相除，信号功率和噪声功率相除就是信噪比（SNR）。dBm 加 dBm 实际上是两个功率相乘，这个已经不多见（我只知道在功率谱卷积计算中有这样的应用）。dBm 乘 dBm 是什么，1mW 的 1mW 次方？除了同学们老给我写这样几乎可以和歌德巴赫猜想并驾齐驱的表达式外，我活了这么多年也没见过哪个工程领域玩这个。dB是功率增益的单位，表示一个相对值。当计算A的功率相比于B大或小多少个dB时，可按公式10 lg A/B计算。例如：A功率比B功率大一倍，那么10 lg A/B = 10 lg 2 = 3dB。也就是说，A的功率比B的功率大3dB；如果A的功率为46dBm，B的功率为40dBm，则可以说，A比B大6dB；如果A天线为12dBd，B天线为14dBd，可以说A比B小2dB。dBm是一个表示功率绝对值的单位，计算公式为：10lg功率值/1mW。例如：如果发射功率为1mW，按dBm单位进行折算后的值应为：10 lg 1mW/1mW = 0dBm；对于40W的功率,则10 lg(40W/1mW)=46dBm。

10，如何计算LTE FDD的上行链路预算

传播模型（连接小区半径和边缘速率的桥梁）以2.6G频段的FDD LTE为例，小区半径与最大路径损耗之间存在的关系就是传播模型。通过Cost231-Hata传播模型的计算，我们可以在小区半径和最大路径损耗之间相互推导。通过以下参数：f =频段（MHz）hb =基站天线高度(m)hm =终端天线高度(m) ，一般取1.5米。R =终端和基站间的距离(km)Kc =环境校正因子a(hm)=天线高度校正因子=(1.1 × log (f) –0.7) × hm - (1.56 × log (f) –0.8)根据公式Path Loss (路径损耗) = K1+K2 × log R就可以得到小区半径和路径损耗之间的一个等式。其中K1，K2是可以根据覆盖区域的不同选择相应的常量。可见，要想得到小区半径就必须知道路径损耗的大小。最大路径损耗由能量守恒可以得出等式：接收机灵敏度=最大发射功率–其他损耗–裕量–最大路径损耗+增益将公式变形得到：MAPL(最大路径损耗)=最大发射功率–其他损耗–裕量+增益–接收机灵敏度最大发射功率对上行链路预算来说，最大发射功率就是UE终端的最大发射功率，一般取值为23dBm。其他损耗馈线及接头损耗每个接头的插入损耗典型值是0.05dB。馈线的损耗可以参照馈线损耗表来查找，不同频率不同长度的馈线损耗值都不同。穿透损耗根据覆盖区域的地物不同，取值不同。无线环境 穿透损耗（dB） 密集城区（建筑物深处）： 20城区（室内）：17郊区（室内）：14 空旷区域的车内：8 人体损耗VoIP业务：3dB，由于手持终端带来损耗。数据业务：0dB裕量阴影裕量与小区边缘覆盖率以及区域覆盖概率相关。密集市区、一般市区、郊区的标准方差取8dB，乡村和公路的标准方差取6dB。上行干扰裕量干扰裕量是由于其他小区的干扰信号在热噪声基础上的噪声增加量。LTE链路预算中通常考虑干扰裕量为3dB。增益eNode B天线增益在LTE规划中，一般建议选择2路接收天线。天线增益大致为18dBi水平半功率角约为65°垂直半功率角约为7°电下倾可以手动调整或通过RCU (Remote ControlUnit)远端调整对于极化分集，密集市区、一般市区、和郊区选择交叉极化，乡村可以选择垂直极化。UE天线增益常规情况下UE天线增益取值0dBi。切换增益经过仿真分析典型的切换增益为2~4dB。切换增益可以减小阴影裕量的需求。切换增益和阴影衰落标准方差、覆盖概率、相邻小区阴影衰落的相关性、切换时长、终端移动速度等有关。接收机灵敏度接收机灵敏度指无线接收设备要完成接收到信号的解调，需要能接收在一定信噪比条件下信号和噪声之和的总功率。接收机灵敏度＝噪声功率+噪声系数+SNR噪声功率噪声功率=噪声功率谱密度×带宽=k×T×带宽K：玻尔兹曼常数——1.381×10-23（J/K)T：绝对温度（K）噪声系数eNodB的噪声系数通常取3dB。SNR(Signal-to-NoiseRatio)SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio)目标值受以下因素影响，取值通常是通过链路级仿真或实验室/外场测试得到。①eNode-B设备性能②无线环境(多径环境，终端移动速度)③接收分集(默认2路分集，可选4路分集)④目标数据速率和服务质量(QoS)⑤调制编码方式(MCS)⑥最大允许的HARQ重传次数(上行最大4次)⑦HARQBLER target (默认10%)根据以上参数，我们就可以计算出最大路径损耗了，从而去推导小区半径，估算小区覆盖面积
什么是上行链路？lte fdd的上行链路指的是从用户侧(ue终端)到基站侧(enode)所要通过的道路。信号从发信机的放大器出发，经过馈线的衰减，天线的增益，空中传播的路径损耗和预留的空口裕量，到达接收机的天线进行接收和放大，再经过接收机馈线的衰减，成功抵达目的地进行解调。什么是链路预算？顾名思义，是对整个空口链路的预计和估算。其目的是为了在lte网络规划中根据客户要求的覆盖面积和边缘速率得到小区半径的取值，从而得到特定条件下，完成这一网络覆盖所需的站点数量。反过来我们也可以通过链路预算，在已知小区半径的前提下，反推出在一定覆盖范围能达到的边缘速率大小。那么我们要如何去计算链路预算中的覆盖范围和边缘速率呢？传播模型（连接小区半径和边缘速率的桥梁）以2.6g频段的fdd lte为例，小区半径与最大路径损耗之间存在的关系就是传播模型。通过cost231-hata传播模型的计算，我们可以在小区半径和最大路径损耗之间相互推导。通过以下参数：f =频段（mhz）hb =基站天线高度(m)hm =终端天线高度(m) ，一般取1.5米。r =终端和基站间的距离(km)kc =环境校正因子a(hm)=天线高度校正因子=(1.1 × log (f) –0.7) × hm - (1.56 × log (f) –0.8)根据公式path loss (路径损耗) = k1+k2 × log r就可以得到小区半径和路径损耗之间的一个等式。其中k1，k2是可以根据覆盖区域的不同选择相应的常量。可见，要想得到小区半径就必须知道路径损耗的大小。
LTE上行和下行链路的覆盖范围以及链路预算　　图1显示了带宽是10MHz的LTE FDD上行链路和下行链路的覆盖范围，考虑了4条最重要的信道，即上行的PUSCH信道和PUCCH信道，以及下行的PDSCH信道和PDCCH信道。在下行PDCCH信道的覆盖范围计算中，DCI（Downlink Control Information）消息占用了8个CCE（Control Channel Elements），合计44比特；而上行PUCCH信道的覆盖范围计算是基于4比特的CQI报告。下行链路是2×2的天线配置，而上行链路是1×4的天线配置。eNodeB的天线增益为17dBi。不论是上行还是下行，发射器、接收器和线缆加起来的总损耗都是4dB。下行的噪声影响是7dB，上行的噪声干扰是5dB，接收端容限是2dB。热噪声是-174dBm。　　图1 LTE覆盖（10MHz，FDD）　　在这里，覆盖（Coverage）被定义为控制信道的接收成功率达到95%，并且数据信道的接收成功率达到90%。　　对控制信道来　　说，目标BLER（BLock Error Rates）是1%；对数据信道来说，目标BLER是10%。数据信道由0.5dB的HARQ增益。　　在乡村宏站（Rural macrocell）、市区宏站（Urban macrocell）和市区微站（Urban microcell）三个场景中，4个主要信道的覆盖距离都超出了小区的半径。在3GPP Case 3场景中，4个主要信道的覆盖距离略小于小区的半径。　　表1概括了非视距模式NLOS下的3GPP Case 3场景的链路预算计算。假设UE的发射天线和接收天线的增益都是0dBi；穿透损耗20dB；下行链路的接收器的干扰热噪声比是1dB（包括控制信道和数据信道）；上行链路的接收器的数据信道的干扰热噪声比是1.5dB，上行链路的接收器的控制信道的干扰热噪声比是　　4.5dB；对数正态分布的阴影衰落余量对控制信道是10.5dB，对数据信道是6.7dB。　　表1 无论是上行链路还是下行链路，良好的覆盖意味着要求所有的控制信道和数据信道的覆盖拒绝都大致相当。不同的信道的覆盖距离取决于使用的业务类型，比如3GPP Case 3 FDD 5MHz带宽下：　　数据速率是5kbps的PUSCH信道的覆盖距离是1000米； 数据速率是9Mbps的PUSCH信道的覆盖距离只有101米； 用于VoIP的PUSCH信道的覆盖范围是700-800米 再比如：　　10比特（1%FER）的CQI信号的覆盖距离是770米； 4比特（1%FER）的CQI信号的覆盖距离是992米； PRACH Format 2的覆盖距离是830米；　　PUCCH上传递的ACK/NACK信号的覆盖距离是925米　　同样是3GPP Case 3 FDD 5MHz带宽，下行链路上相关信道和信道的覆盖距离是：　　PDCCH信道48比特，868米；　　PDCCH信道36比特，940米；　　PDCCH信道24比特，1000米；　　PBCH信道（1% BLER），1000米　　PHICH信道（0.1% BER），760米　　PCFICH信道（0.1% BER），770米　　PCH信道96比特，1000米

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