运放供电多少电阻，12 用电脑开关电源1215A 12V05做电源分别串多大电阻谢

1，12 用电脑开关电源1215A 12V05做电源分别串多大电阻谢

不用串，电流大小不影响。如果不放心，接上个几欧姆的电阻吧

你好！最好选择线性电源。但是需要注意的是，对运放输出的品质有一定的影响理论上，是不需要在输入端串电阻的，以达到较理想的效果，运放供电最好是不要用开关电源，并合理的对电源输入端做滤波，因为开关电源的本底噪声比较大我的回答你还满意吗~~

12 用电脑开关电源1215A 12V05做电源分别串多大电阻谢

2，运放电路电路的输出电阻是多少感谢各位老师啊帮忙分析一下谢谢

如图的放大倍数只有两倍，属于深度电压并联负反馈电路，输入电阻就是 R38，在运放输出功率范围内，输出电阻极低。但是 TCA0372 是大电流输出型运放，输出电阻实测比较准确。

运放电路电路的输出电阻是多少感谢各位老师啊帮忙分析一下谢谢

3，运放UA741中电路阻值的确定

把图中1M的电阻都换成100K的，不影响仿真结果。在U1和U3的同相输入端分别串联一个10K的电阻。

根据放大倍数要求确定。你要多大的放大倍数.现在的模型就可以仿真。可否仿真与参数无关，参数值影响仿真结果。

完全可以啊。ua741是第一代运放，技术性能属于比较差的。可以用lm741等型号代替，或者随便用一枚双运放中的一半来代替就可以了，比如lm358、ne5532等。当然，用ne5534、lf356这样的单运放直接来代替ua741就显得有些浪费了！

运放UA741中电路阻值的确定

4，LM324芯片内各个运放的输入电阻和输出电阻是多少

LM324是现在很常见的一种低功耗四运放，其输入电阻，也就是差模输入电阻这个参数，手册中给的是1MΩ。若用来作放大器，实际的输入电阻是由具体电路决定的。输出电阻这个参数很多运放一般都不给出。由于大部分运放的输出级都是采用互补射随器结构，故输出电阻一般都不大，大部分运放的输出电阻都在数十欧到数百欧，运放若接成放大器使用，一般都是电压负反馈，此时，运放的输出电阻可以降至几十毫欧以下。具体跟反馈深度有关。这里顺便给出LM324的各个参数，你可以看看。望采纳，谢谢。

5，请教运放电路分压电阻的计算方法

虚短和虚断理想运放工作在线性区时可以得出二条重要的结论：一虚短因为理想运放的电压放大倍数很大，而运放工作在线性区，是一个线性放大电路，输出电压不超出线性范围（即有限值），所以，运算放大器同相输入端与反相输入端的电位十分接近相等。在运放供电电压为±15V时，输出的最大值一般在10～13Ｖ。所以运放两输入端的电压差，在1mV以下，近似两输入端短路。这一特性称为虚短，显然这不是真正的短路，只是分析电路时在允许误差范围之内的合理近似。二虚断由于运放的输入电阻一般都在几百千欧以上，流入运放同相输入端和反相输入端中的电流十分微小，比外电路中的电流小几个数量级，流入运放的电流往往可以忽略，这相当运放的输入端开路，这一特性称为虚断。显然，运放的输入端不能真正开路。运用“虚短”、“虚断”这两个概念，在分析运放线性应用电路时，可以简化应用电路的分析过程。运算放大器构成的运算电路均要求输入与输出之间满足一定的函数关系，因此均可应用这两条结论　这是有一个动画演示，相信你看了后会很明白的： http://hitjpkc.hit.edu.cn/elec/JS/js08/mold/moni/A/07-1.swf

6，理想运算放大器的输入电阻和输入电流分别为多少

理想运算放大器的输入电阻和输入电流分别为：输出电阻为0。共集电路本身输出电阻就很小，比输出级的发射极电阻还要小，这个发射极电路是考虑到实际三极管的工作状态才设置现在的几十欧的水平，如果三极管是理想的，这个电阻可以下降到近似0的水平。运放也沿用了这个特点，实际运放一般都在几十欧姆水平。当一个理想运算放大器采用开回路的方式工作时，其输出与输入电压的关系式如下：其中Ado代表运算放大器的开回路差动增益（open-loop differential gain）。由于运算放大器的开回路增益非常高，因此就算输入端的差动信号很小，仍然会让输出信号“饱和”（saturation），导致非线性的失真出现。因此运算放大器很少以开回路组态出现在电路系统中，少数的例外是用运算放大器做比较器（comparator），比较器的输出通常为逻辑准位的“0”与“1”。将运算放大器的反向输入端与输出端连接起来，电子放大器就处在负反馈组态的状况，此时通常可以将电路简单地称为闭回路放大器。闭回路放大器依据输入信号进入放大器的端点，又可分为反相（inverting）与非反相（non-inverting）两种。

7，这张图中的红圈里的电阻应该用多大的啊电源的电压又是多少啊

红圈里的电阻应该是100K，他给5532提供偏置。这是个双电源供电的，比原先的强很多。这个电源图看清楚了还有点小问题：前级小电流供电电路不好。将与输出并联那两只电阻去掉换成15V稳压二极管。限流电阻用300欧姆2W电阻。

1.双tda2030功放电路输出功率是多少殴多少w了。 ----25w--50w 2.它是多少v供电，电路中个元件的作用是什么？ ----直流电压18v 3.为什么我做的tda2030自激! ----实践证明，自激是因为功放块外围的元器件参数配置不合理，特别是公共接地点问题，最好把那些靠近的接地端集中起来，统一在一个地点接地，不要就近的分散接地。音响装配成功与否，最关键的问题是接地问题。 4.btl电路有什么优点！ ----直流化电流负反馈btl电路，继承了直流化电流负反馈ocl电路音质的优点，失真进一步减小，输出功率增大到原来的3倍，达到了60瓦以上，克服了其开关机扬声器中有冲击声和自激的弊病。 5.我用的3w 8殴的扬声器烧了4个了。为什么 ----原因是你所接入的喇叭功率太低，承受不了功放机25w--50w的输出功率。

2030 推荐电源电压±15v即可，过高易坏。那个电阻是做运放的输入电阻，阻值并不需要严格严格数值，在10～100k 选择无影响。 2030 的3脚在集成块内部就是和自带散热器连接的，与－电源是＝电位的。如3脚与外加散热器连接，如没+绝缘，那么散热器与－电源电压＝电位，务必注意不要与其他电位相碰触造成短路！

从图中看，该点为低音通道，该电阻可在10K～50K之间选择，意义不大。实际上，可以去掉C11（短路）及该电阻，因为该点可以通过R5与R6及两个电位器接地，保持零电位。TDA2030的3脚在内部已经与散热片连接，因此使用双电源供电的时候，散热片是带电的，这点要注意。

1）一般的要求，运放的两个输入端的输入等效电阻要相等，所以取5KΩ即可。2）从图上看 TDA2030 的工作电压是±A，运放的工作电压是±B，具体多少不知，但不高于25v，可查TDA2030资料。3）TDA2030 的内部 3脚和散热片连接，因此加散热片时要注意散热片的绝缘问题，即不能与地线、机壳相连接。

8，运算放大器的测量

原发布者:sxj7992020128.1求和运算电路8.2积分和微分运算电路8.3对数和指数运算电路8.4模拟乘法器及其应用8.5有源滤波器[引言]：运算电路是集成运算放大器的基本应用电路，它是集成运放的线性应用。讨论的是模拟信号的加法、减法积分和微分、对数和反对数（指数）、以及乘法和除法运算。为了分析方便，把运放均视为理想器件：（1）开环电压增益Au=（2）Ri=，R=0，（3）开环带宽BW=（4）当UP=UN时，Uo=0。没有温漂因此，对于工作在线性区的理想运放应满足：“虚短”：即U+=U-；“虚断”：即I+=I-=0本章讨论的即是上述“四字法则”灵活、大胆的应用。8.1求和运算电路一、反相输入求和电路二、同相输入求和电路三、双端输入求和电路一、反相输入求和电路在反相比例运算电路的基础上，增加一个输入支路，就构成了反相输入求和电路，见图12.01。此时两个输入信号电压产生的电流都流向RfR。所以输出是两输入信号的比例和。当R1相之和。2Rf时，输出等于两输入反vo(iRi1fii2)RRvo(vi1ffvi2)Rv1vi2R2i1()Rf(Rvi1vi21R2)RfRf(vi1vi2)R1R2图12.01反相求和运算电路二、同相输入求和电路在同相比例运算电路的基础上，增加一个输入支路，就构成了同相输入求和电路，如图12.02所示。因运放具有虚断的特性，对运放同相输入端的电位可用叠加原理求得:图12

运算放大器是差分输入、单端输出的极高增益放大器，常用于高精度模拟电路，因此必须精确测量其性能。但在开环测量中，其开环增益可能高达107或更高，而拾取、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应可能会在放大器输入端产生非常小的电压，这样误差将难以避免。通过使用伺服环路，可以大大简化测量过程，强制放大器输入调零，使得待测放大器能够测量自身的误差。图1显示了一个运用该原理的多功能电路，它利用一个辅助运放作为积分器，来建立一个具有极高直流开环增益的稳定环路。开关为执行下面所述的各种测试提供了便利。图1所示电路能够将大部分测量误差降至最低，支持精确测量大量直流和少量交流参数。附加的“辅助”运算放大器无需具有比待测运算放大器更好的性能，其直流开环增益最好能达到106或更高。如果待测器件（DUT）的失调电压可能超过几mV，则辅助运放应采用±15 V电源供电（如果DUT的输入失调电压可能超过10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3的阻值。）DUT的电源电压+V和–V幅度相等、极性相反。总电源电压理所当然是2 × V。该电路使用对称电源，即使“单电源”运放也是如此，因为系统的地以电源的中间电压为参考。作为积分器的辅助放大器在直流时配置为开环（最高增益），但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制为几Hz。这意味着，DUT输出端的直流电压被辅助放大器以最高增益放大，并通过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反馈将DUT输出驱动至地电位。（事实上，实际电压是辅助放大器的失调电压，更精确地说是该失调电压加上辅助放大器的偏置电流在100 kΩ电阻上引起的压降，但它非常接近地电位，因此无关紧要，特别是考虑到测量期间此点的电压变化不大可能超过几mV）。测试点TP1上的电压是施加于DUT输入端的校正电压（与误差在幅度上相等）的1000倍，约为数十mV或更大，因此可以相当轻松地进行测量。理想运算放大器的失调电压（Vos）为0，即当两个输入端连在一起并保持中间电源电压时，输出电压同样为中间电源电压。现实中的运算放大器则具有几微伏到几毫伏不等的失调电压，因此必须将此范围内的电压施加于输入端，使输出处于中间电位。图2给出了最基本测试——失调电压测量的配置。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时，DUT输出电压处于地电位。理想运算放大器具有无限大的输入阻抗，无电流流入其输入端。但在现实中，会有少量“偏置”电流流入反相和同相输入端（分别为Ib–和Ib+），它们会在高阻抗电路中引起显著的失调电压。根据运算放大器类型的不同，这种偏置电流可能为几fA(1 fA = 10–15 A，每隔几微秒流过一个电子）至几nA；在某些超快速运算放大器中，甚至达到1 - 2 μA。图3显示如何测量这些电流。该电路与图2的失调电压电路基本相同，只是DUT输入端增加了两个串联电阻R6和R7。这些电阻可以通过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时，该电路与图2完全相同。当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs，电压差增加到失调电压上。通过测量TP1的电压变化（=1000 Ib–×Rs），可以计算出Ib–。同样，当S1闭合且S2断开时，可以测量Ib+。如果先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次测量TP1的电压，则通过该电压的变化可以测算出“输入失调电流”Ios，即Ib+与Ib–之差。R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。如果Ib的值在5 pA左右，则会用到大电阻，使用该电路将非常困难，可能需要使用其它技术，牵涉到Ib给低泄漏电容（用于代替Rs）充电的速率。当S1和S2闭合时，Ios仍会流入100 Ω电阻，导致Vos误差，但在计算时通常可以忽略它，除非Ios足够大，产生的误差大于实测Vos的1%。运算放大器的开环直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕见，但250，000到2，000，000的增益更为常见。直流增益的测量方法是通过S6切换DUT输出端与1 V基准电压之间的R5，迫使DUT的输出改变一定的量（图4中为1 V，但如果器件采用足够大的电源供电，可以规定为10 V）。如果R5处于+1 V，若要使辅助放大器的输入保持在0附近不变，DUT输出必须变为–1 V。TP1的电压变化衰减1000:1后输入DUT，导致输出改变1 V，由此很容易计算增益（= 1000 × 1 V/TP1）。为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号，并测量相应的输出信号（图5中的TP2）。完成后，辅助放大器继续使DUT输出端的平均直流电平保持稳定。图5中，交流信号通过10，000:1的衰减器施加于DUT输入端。对于开环增益可能接近直流值的低频测量，必须使用如此大的衰减值。（例如，在增益为1，000，000的频率时，1 V rms信号会将100 μV施加于放大器输入端，放大器则试图提供100 V rms输出，导致放大器饱和。）因此，交流测量的频率一般是几百Hz到开环增益降至1时的频率；在需要低频增益数据时，应非常小心地利用较低的输入幅度进行测量。所示的简单衰减器只能在100 kHz以下的频率工作，即使小心处理了杂散电容也不能超过该频率。如果涉及到更高的频率，则需要使用更复杂的电路。运算放大器的共模抑制比（CMRR）指共模电压变化导致的失调电压视在变化与所施加的共模电压变化之比。在DC时，它一般在80 dB至120 dB之间，但在高频时会降低。测试电路非常适合测量CMRR（图6）。它不是将共模电压施加于DUT输入端，以免低电平效应破坏测量，而是改变电源电压（相对于输入的同一方向，即共模方向），电路其余部分则保持不变。在图6所示电路中，在TP1测量失调电压，电源电压为±V（本例中为+2.5 V和–2.5 V），并且两个电源电压再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失调电压的变化对应于1 V的共模电压变化，因此直流CMRR为失调电压与1 V之比。CMRR衡量失调电压相对于共模电压的变化，总电源电压则保持不变。电源抑制比（PSRR）则相反，它是指失调电压的变化与总电源电压的变化之比，共模电压保持中间电源电压不变（图7）。所用的电路完全相同，不同之处在于总电源电压发生改变，而共模电平保持不变。本例中，电源电压从+2.5 V和–2.5 V切换到+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变到6 V。共模电压仍然保持中间电源电压。计算方法也相同（1000 × TP1/1 V）。为了测量交流CMRR和PSRR，需要用电压来调制电源电压，如图8所示。DUT继续在直流开环下工作，但确切的增益由交流负反馈决定（图中为100倍）。为了测量交流CMRR，利用幅度为1 V峰值的交流电压调制DUT的正负电源。两个电源的调制同相，因此实际的电源电压为稳定的直流电压，但共模电压是2V峰峰值的正弦波，导致DUT输出包括一个在TP2测量的交流电压。如果TP2的交流电压具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值），则折合到DUT输入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR为x/100 V，并且CMRR为该值与1 V峰值的比值。交流PSRR的测量方法是将交流电压施加于相位相差180°的正负电源，从而调制电源电压的幅度（本例中同样是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模电压仍然保持稳定的直流电压。计算方法与上一参数的计算方法非常相似。总结当然，运算放大器还有许多其它参数可能需要测量，而且还有多种其它方法可以测量上述参数，但正如本文所示，最基本的直流和交流参数可以利用易于构建、易于理解、毫无问题的简单基本电路进行可靠测量。

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