boost电路的频率能达到多少，为什么boost电路的pwm波占空比达到一定值就会短路
来源：整理 编辑：亚灵电子网 2024-04-10 01:14:35
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1，为什么boost电路的pwm波占空比达到一定值就会短路
开通时间太长，试试提高开关频率。再看看别人怎么说的。
2，sy7711芯片boost电路效率
效率达到95%。sy7711芯片boost电路，其结构简单，性能突出。用Cadence软件进行模拟仿真，系统频率为100kHz，3.3V输入，5V/2.5A输出，效率达到95%。
3，BOOST 电路 中的PWM 频率如何设置跟电感和开关管的关系如何
PWM频率选取一般不与电感发生关系主要是根据目前流行的磁性材料和器件特性决定。一般为32KHZ到122KHZ之间，频率高相应的体积可做小点。但体积小了损耗会大点
4，boost电路
摘要：提出了一种Boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24V输入，40V/2.5A输出，开关频率为200kHz的同步Boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％ 关键词：升压电路；软开关；同步整流 引言 轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。 本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理 图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。 接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。 在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。 接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计 以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 ΔI=(VinDT)/L （1） 式中：D为占空比； T为开关周期。 所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 Imax=ΔI/2＋Io （2） Imin=ΔI/2－Io （3） 式中：Io为输出电流。 将式（1）代入式（2）和式（3）可得 Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） Imin=(VinDT)/2L－Io （5） 从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|Imax| |Imin|。所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。 强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。 将式（4）代入式（6）可得 实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8） 式中：tdead2为S2开通前的死区时间。 同理，弱管S1的软开关宽裕条件为 (C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9） 式中：tdead1为S1开通前的死区时间。 在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果 一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。 该变换器的规格和主要参数如下： 输入电压Vin24V 输出电压Vo40V 输出电流Io0～2.5A 工作频率f200kHz 主开关S1及S2IRFZ44 电感L4.5μH 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。 图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语 本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。麻烦采纳，谢谢!
5，980ti145g超1070是指的boost频率吗
就是超频到1.45G啊，980TI默认boost频率也不过是1.24G而已，超到1.45才能达到1070的水准。是的，动态睿频技术，不需要手动去超频，会根据程序自动调整，这款显卡参数如下：1. 显卡类型： 发烧级2. 显卡芯片： geforce gtx 980ti3. 核心频率： 1000/1075mhz4. 显存频率： 7010mhz5. 显存容量： 6144mb6. 显存位宽： 384bit7. 电源接口： 6pin+8pin
6，求教boost电路怎么达到控制的目的就是根据什么来发波的就是
BOOST电路控制是通过调整开关管的占空比（PWM模式）来达到控制目的的。控制开关管的占空比其实质上是为了控制电感的储放能时间。占空比小，电感储能少，输出电压自然小；占空比大，电感储能多，输出电压会更大。输出电压计算根据伏秒平衡即可。你说的应该是控制boost的升压管子的导通频率了。具体我也说不好，我的理解是管子前端有一个电感，电感是有一定电感量的，管子导通是为了给它充电，管子断开是为了要整个电路升压。由于管子的导通与关断，电路中的电流是变化的，所以开关管子的频率要足够的大，保证电感不要饱和，否则会烧断电感和管子的。具体多大需要具体计算了，看看关于开关电源的设计就可以了。再看看别人怎么说的。
7，boost升压电路的一些补充
AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗(含电感上).1.电感不能用磁体太小的（无法存应有的能量），线径太细的(脉冲电流大，会有线损大）.2 整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出3.3V时,整流损耗约百分之十.3 开关管,关键在这儿了,放大量要足够进饱和,导通压降一定要小,是成功的关键.总共才一伏,管子上耗多了就没电出来了,因此管压降应选最大电流时不超过0.2--0.3V,单只做不到就多只并联.......4 最大电流有多大呢?我们简单点就算1A吧,其实是不止的.由于效率低会超过1.5A,这是平均值,半周供电时为3A,实际电流波形为0至6A.所以咱建议要用两只号称5A实际3A的管子并起来才能勉强对付.5 现成的芯片都没有集成上述那么大电流的管子,所以咱建议用土电路就够对付洋电路了.以上是书本上没有直说的知识,但与书本知识可对照印证.开关管导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电流在电感中转化为磁能贮存；开关管关断时，电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正，此电压叠加在电源正端，经由二极管-负载形成回路，完成升压功能。既然如此，提高转换效率就要从三个方面着手：1.尽可能降低开关管导通时回路的阻抗，使电能尽可能多的转化为磁能；2.尽可能降低负载回路的阻抗，使磁能尽可能多的转化为电能，同时回路的损耗最低；3.尽可能降低控制电路的消耗，因为对于转换来说，控制电路的消耗某种意义上是浪费掉的，不能转化为负载上的能量。在高级PC用CPU上自带的升压电路这是一种集合在高级PC用CPU上的超频升压电路，在核心满载时，系统会自动提高频率，但是会增大用电量，较小的电压无法驱动，所以升压电路自动调整芯片组总线给予CPU的核心电压，以增强稳定性。这种电路一般在高等级的CPU上使用，代表作是intel i系列的睿频加速系统（Turbo Boost）
8，boost电路
摘要：提出了一种Boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24V输入，40V/2.5A输出，开关频率为200kHz的同步Boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％ 关键词：升压电路；软开关；同步整流 引言 轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。 本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理 图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。 接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。 在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。 接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计 以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 ΔI=(VinDT)/L （1） 式中：D为占空比； T为开关周期。 所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 Imax=ΔI/2＋Io （2） Imin=ΔI/2－Io （3） 式中：Io为输出电流。 将式（1）代入式（2）和式（3）可得 Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） Imin=(VinDT)/2L－Io （5） 从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|Imax| |Imin|。所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。 强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。 将式（4）代入式（6）可得 实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8） 式中：tdead2为S2开通前的死区时间。 同理，弱管S1的软开关宽裕条件为 (C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9） 式中：tdead1为S1开通前的死区时间。 在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果 一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。 该变换器的规格和主要参数如下： 输入电压Vin24V 输出电压Vo40V 输出电流Io0～2.5A 工作频率f200kHz 主开关S1及S2IRFZ44 电感L4.5μH 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。 图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语 本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。麻烦采纳，谢谢!
9，BOOST电路为什么要工作在电流连续状态
电流不连续状态下的boost电路的工作效率较高，但是对电路尤其是开关管冲击较大，一般用于小功率情况下，大功率下一般采用电流连续模式。摘要：提出了一种boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24v输入，40v/2.5a输出，开关频率为200khz的同步boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％ 关键词：升压电路；软开关；同步整流 引言 轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 boost电路作为一种最基本的dc/dc拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个mosfet来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。 本文提出了一种boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理 图1所示的是具有两个开关管的同步boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步boost电路的工作原理。在这种设计下，s2可以实现软开关，但是s1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，s1导通，l上承受输入电压，l上的电流线性增加。在t1时刻，s1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕s1关断后，电感电流对s1的结电容进行充电，使s2的结电容进行放电，s2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当s2的漏源电压下降到零之后，s2的寄生二极管就导通，将s2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为s2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕s2的门极变为高电平，s2零电压开通。电感l上的电流又流过s2。l上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到s2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感l上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到s2的寄生二极管上，而无法对s1的结电容进行放电。因此，s1是工作在硬开关状态的。 接着s1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，s2实现了软开关，但是s1并没有实现软开关。其原因是s2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使s1的结电容进行放电。但是，如果将l设计得足够小，让电感电流在s2关断时为负的，如图4所示，就可以对s1的结电容进行放电而实现s1的软开关了。 在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，s1导通，l上承受输入电压，l上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，s1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕s1关断后，电感电流为正，对s1的结电容进行充电，使s2的结电容放电，s2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到s2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当s2的漏源电压下降到零之后，s2的寄生二极管就导通，将s2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为s2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕s2的门极变为高电平，s2零电压开通。电感l上的电流又流过s2。l上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后s2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感l上的电流方向为负，正好可以使s1的结电容进行放电，对s2的结电容进行充电。s1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到s1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当s1的漏源电压下降到零之后，s1的寄生二极管就导通，将s1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为s1的零电压导通创造了条件。 接着s1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关s1和s2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计 以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 δi=(vindt)/l （1） 式中：d为占空比； t为开关周期。 所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 imax=δi/2＋io （2） imin=δi/2－io （3） 式中：io为输出电流。 将式（1）代入式（2）和式（3）可得 imax=(vindt)/2l＋io （4） imin=(vindt)/2l－io （5） 从上面的原理分析中可以看到s1的软开关条件是由imin对s2的结电容充电，使s1的结电容放电实现的；而s2的软开关条件是由imax对s1的结电容充电，使s2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|imax||imin|。所以，s1和s2的软开关实现难易程度也不同，s1要比s2难得多。这里将s1称为弱管，s2称为强管。 强管s2的软开关极限条件为l和s1的结电容c1和s2的结电容c2谐振，能让c2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。 将式（4）代入式（6）可得 实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感l上的电流保持不变，即为一个恒流源在对s2的结电容充电，使s1的结电容放电。在这种情况下的zvs条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (c2＋c1)vo≤（vindt/2l+io）tdead2 （8） 式中：tdead2为s2开通前的死区时间。 同理，弱管s1的软开关宽裕条件为 (c1＋c2)vo≤(vindt/2l-io)tdead1 （9） 式中：tdead1为s1开通前的死区时间。 在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量l。因为，在能实现软开关的前提下，l不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果 一个开关频率为200khz，功率为100w的电感电流反向的同步boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。 该变换器的规格和主要参数如下： 输入电压vin24v 输出电压vo40v 输出电流io0～2.5a 工作频率f200khz 主开关s1及s2irfz44 电感l4.5μh 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5a）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感l上的电流在dt或(1－d)t时段里都会反向，也就是创造了s1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关s1和s2都实现了zvs。但是从电压vds的下降斜率来看s1比s2的zvs条件要差，这就是强管和弱管的差异。 图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语 本文提出了一种boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感l的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用i型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。
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